Sie suchten nach: 6f1 (Französisch - Englisch)

dispositif selon la revendication 5, dans lequel le premier moyen de correction comprend : 6a) des moyens additionneurs primaires (310), couplés en fonctionnement au moyen d'égalisation et à un moyen d'estimation d'écho de récepteur (320) de même qu'à un moyen de correction de phase d'écho de récepteur (316) qui fournit une estimation d'écho de récepteur à correction de phase, pour obtenir une différence entre le signal égalisé et cette estimation d'écho de récepteur, correspondant au premier signal corrigé ; 6b) des moyens d'estimation d'écho de récepteur (320), couplés en fonctionnement à l'un des éléments 6b1 et 6b2 : 6b1) les moyens d'addition primaires (310) dans une configuration de rétroaction linéaire, et 6b2) les moyens d'égalisation (302) dans une configuration de réaction vers l'avant linéaire ; et couplés en outre en fonctionnement au deuxième moyen de correction (308), pour utiliser : 6b3) dans un mode de réception de données, l'une des affirmations 6b3a ou 6b3b soit : 6b3a) le premier signal corrigé, soit 6b3b) le signal égalisé ; et 6b4) dans un mode de simulation de référence dirigée, le signal de référence ayant subi une rotation ; pour déterminer une première estimation d'écho de récepteur ; 6c) des moyens de détermination d'erreur de phase d'écho de récepteur (312), couplés en fonctionnement au moyen de correction de phase d'écho de récepteur et à l'un des éléments suivants : 6c1) dans le mode de réception de données, les moyens de décision préliminaires, et 6c2) dans le mode de simulation à référence dirigée, des moyens de signaux de référence, pour déterminer une erreur de phase d'écho de récepteur ; dans lequel le moyen de boucle à phase asservie d'écho de récepteur (314) est couplé en fonctionnement au moyen de détermination d'erreur de phase d'écho de récepteur (312) pour utiliser l'erreur de phase d'écho de récepteur afin de fournir une estimation de la correction de phase d'écho de récepteur ; et dans lequel le moyen d'inversion de correction de phase d'écho de récepteur (318) est couplé en fonctionnement au moyen de boucle à phase asservie d'écho de récepteur (314) et au moyen de correction (308) qui fournit un signal d'erreur, de façon à utiliser l'estimation de correction de phase d'écho de récepteur et le signal d'erreur du deuxième moyen de correction pour fournir un signal d'erreur ayant subi une rotation afin de mettre à jour le moyen d'estimation d'écho, 6d) et, lorsqu'il est choisi, l'une des affirmations 6d1 et 6d2 : 6d1) comportant en outre le fait que le moyen d'estimation d'écho de récepteur (320) comporte : 6d1a) une unité de ligne de retard total (502), couplée en fonctionnement au deuxième moyen de correction (308), et couplée en outre en fonctionnement à l'un des éléments 6d1a à 6d1d : 6d1a1) dans la configuration de rétroaction linéaire, les moyens d'addition primaires (310), et 6d1a2) dans la configuration de réaction vers l'avant linéaire, les moyens d'égalisation (302), pour fournir un retard en fonction du retard total de l'écho de récepteur (bl), et 6d1b) une unité de filtre transversal adaptatif (504), couplée en fonctionnement à l'unité de ligne de retard total, dont les coefficients sont ak(n), k = 0, 1, 2, ..., m-1, m correspondant au nombre de dérivations dans l'unité de filtre transversal, et dont la sortie présente la forme de : n étant un indice temporel discret et g() étant entré dans l'unité de ligne de retard total, dans lequel, s'il est choisi, bl est déterminé par un procédé de télémétrie par écho éloigné d'émetteur, 6d2) comportant en outre le fait que le deuxième moyen de correction (308) de 6b comprend les éléments 6d2a à 6d2a : 6d2a) des moyens de correction de phase de données reçues (324), couplés en fonctionnement au premier moyen de correction (304) et à des moyens de boucle à phase asservie de données reçues (330), pour déterminer une correction de phase de données et utiliser cette correction de phase de données pour fournir un signal de communication à phase de données corrigée ; 6d2b) les moyens de décision préliminaires (326), couplés en fonctionnement au moyen de correction de phase de données reçues (324) pour fournir une estimation préliminaire du signal de communication transmis par un modem éloigné ; 6d2c) des moyens de détermination d'erreur de phase de données reçues (328), couplés en fonctionnement au moyen de correction de phase de données reçues (324) et à l'un des éléments 6d2c1 et 6d2c2 : 6d2c1) dans le mode de réception de données, les moyens de décision préliminaires, et 6d2c2) dans le mode de simulation à référence dirigée, les moyens de signaux de référence, pour déterminer une erreur de phase de données reçues α ; 6d2d) des moyens de boucle à phase asservie de données reçues (330), couplés en fonctionnement au moyen de correction de phase de données reçues (324) et à un moyen d'inversion de correction de phase de données reçues (332), pour fournir l'estimation de correction de phase de données reçues (n) ; le moyen d'inversion de correction de phase de données reçues (332) étant couplé en fonctionnement au moyen de boucle à phase asservie de données reçues (330) à l'un des éléments 6d2d1 et 6d2d2 suivants : 6d2d1) les moyens de décision préliminaires (326), 6d2d2) le moyen de signal de référence (336), pour fournir un signal de décision ayant subi une rotation ; 6d2e) un combineur (334), couplé en fonctionnement au moyen d'inversion de correction de phase de données reçues (332) et au premier moyen de correction (304), pour soustraire le premier signal corrigé du signal de décision ayant subi une rotation pour fournir un signal d'erreur ε(n), 6e) et, si on les choisit, en plus de 6d, comportant en outre l'un des éléments 6e1 et 6e2 : 6e1) les filtres suivants 6e1a et 6e1b : 6e1a) un filtre de prédiction de bruit (npf) (702), couplé en fonctionnement entre le moyen d'égalisation (302) et le premier moyen de correction (304) pour recevoir et filtrer le signal égalisé, de telle sorte qu'un spectre de bruit du signal égalisé est rendu blanc ; et 6e1b) un filtre de prédiction de bruit inverse (npf -1 ) (704), couplé en fonctionnement entre le deuxième moyen de correction (308) et le moyen d'égalisation (302), pour filtrer le signal d'erreur provenant du deuxième moyen de correction afin de fournir un signal d'erreur filtré pour mettre à jour les coefficients de l'égalisateur, et 6e2) l'estimation d'écho de récepteur à correction de phase se présente sous la forme de : e l (n) =p(n)e jΨ(n) , n étant un indice temporel discret, p(n) étant la première estimation d'écho de récepteur et Ψ(n) étant une estimation de correction de phase d'écho de récepteur, 6f) et, si on le choisit, en plus de 6e, l'un des éléments 6f1 et 6f2 : 6f1) comportant en outre le fait que Ψ(n) est déterminé en utilisant l'une des techniques 6f1a et 6f1b suivantes : 6f1a) utiliser une erreur de phase d'écho de récepteur (n) (n) ≈ e li (n)q r (n) - e lr (n)q i (n) q(n) e l (n) dans laquelle e lr (n) et e li sont les parties réelle et imaginaire, respectivement, de e l (n), et q r et q i sont les parties réelle et imaginaire respectivement du signal égalisé q(n) ; et comportant en outre le fait qu'une boucle à phase asservie d'écho de récepteur (314) de la première unité de correction (304) détermine une estimation de la composante de décalage de fréquence d'écho de récepteur f l (n) et une estimation de correction de phase Ψ(n) pour corriger la phase du signal p(n), dans lequel : f l (n+1) = f l (n)+b+ 1 (n), et Ψ(n+1) = Ψ(n)+b 2 (n)+b 3 fl(n+1) dans laquelle b 1 , b 2 et b 3 sont des constantes qui déterminent une caractéristique de boucle à phase asservie, et fl(n) peut être initialisée en utilisant une estimation de décalage de fréquence d'écho éloigné d'émetteur afin de faciliter l'obtention d'une convergence initiale ; et 6f1b) en déterminant un signe de (n), indiqué par s(n) : s(n) = signe [e li (n)]q r (n)-e lr (n)q i (n), définissant s(n)= 1 pour e li (n)q r (n)-e lr (n)q i (n)>th, s(n)= -1 pour e li (n)q r (n)-e lr (n)q i (n)<th, et s(n) = 0 sinon lorsque th est une faible valeur de seuil positive prédéterminée ; et en déterminant f l (n+1) = f l (n) +d 1 s(n), et ψ(n+1) = ψ(n) + d 2 s(n) + b 3 f l (n+1), et d 1 et d 2 étant des contantes choisies et f l (n) une estimation de la composante de décalage de fréquence d'écho de récepteur, peuvent être initialisées en utilisant une estimation de décalage de fréquence d'écho éloigné d'émetteur pour faciliter l'obtention d'une convergence initiale, 6f2) dans lequel le premier signal corrigé z(n) se présente sous la forme de : z(n) = q(n)-e l (n), q(n) est le signal égalisé, 6g) et, si on le choisit, en plus de 6f2, comportant en outre le fait que l'entrée d'erreur ayant subi une rotation, p(n), se présente sous la forme de : η(n) = ε(n)e jΨ(n) , ε(n) étant le signal d'erreur provenant du deuxième moyen de correction (308), 6h) et, si on le choisit, en plus de 6g, comportant en outre le fait que (n) est déterminé en utilisant une erreur de phase de données de signal de communication reçu α de telle sorte que : α(n) v r (n)u i (n)-u r (n)v i (n) v(n) 2 , qui est utilisé pour estimer un décalage de fréquence d'un signal de communication reçu f d (n) et de l'estimation de correction de phase de données reçues (n), de telle sorte que : f d (n+1)= f d (n)+c1α(n) ; et (n+1)= (n)+ c2α(n)+ c2f d (n+1), u(n) étant le premier signal corrigé dont la phase a été également corrigée par (n), u r et u i étant les parties réelle et imaginaire respectivement de u(n), v r et v j étant respectivement les parties réelle et imaginaire de v(n), et c1, c2, et c3 étant des constantes qui déterminent une caractéristique de boucle à phase asservie souhaitée pour une boucle à phase asservie ayant une entrée α(n), 6i) et, si on le choisit, en plus de 6h, comportant en outre le fait que le deuxième signal corrigé u(n) se présente sous la forme de : u(n) = z(n)e j(n) , n étant l'indice temporel discret et z(n) étant le premier signal corrigé, 6j) et, si on le choisit, en plus de 6i, comportant en outre le fait qu'un signal de décision ayant subi une rotation d(n) se présente sous la forme de : d(n) = v(n)e j(n) , n étant l'indice temporel discret et v(n) étant le signal de référence r(n) pour choisir un mode de simulation à référence dirigée et étant une sortie de décision préliminaire pour le choix d'un mode de réception de signal de communication.
the device of claim 5, wherein the first correcting means comprises 6a-6c: 6a) primary adding means (310), operably coupled to the equalizing means and to a listener echo estimating means (320) together with a listener echo phase correcting means (316) that provide a phase-corrected listener echo estimate, for obtaining a difference between the equalized signal and that listener echo estimate, being the first corrected signal; 6b) listener echo estimating means (320), operably coupled to one of 6b1-6b2: 6b1) the primary adding means (310) in a linear feedback configuration, and 6b2) the equalizing means (302) in a linear feedforward configuration; and further being operably coupled to the second correcting means (308), for utilizing: 6b3) in a data-receiving mode, one of 6b3a-6b3b: 6b3a) the first corrected signal, and 6b3b) the equalized signal; and 6b4) in a reference-directed training mode, the rotated reference signal; to determine a first listener echo estimate; 6c) listener echo phase error determining means (312), operably coupled to the listener echo phase correcting means and one of: 6c1) in the data-receiving mode, the preliminary decision means, and 6c2) in the reference-directed training mode, a reference signal means, for determining a listener echo phase error; wherein the listener echo phase-locked loop means (314) is operably coupled to the listener echo phase error determining means (312) for utilizing the listeher echo phase error to provide a listener echo phase correction estimate; and wherein the listener echo phase correction inverse means (318) is operably coupled to the listener echo phase-locked loop means (314) and to the second correcting means (308) that provides an error signal, for utilizing the listener echo phase correction estimate and the second correcting means error signal for providing a rotated error signal for updating the listener echo estimating means, 6d) and, where selected, one of 6d1-6d2: 6d1 ) further including that the listener echo estimating means (320) includes 6d1 a-6d1b: 6d1a) a bulk delay line unit (502), operably coupled to the second correcting means (308), and further being operably coupled to one of 6d1a-6d1b: 6d1a1) in the linear feedback configuration, the primary adding means (310), and 6d1a2) in a linear feedforward configuration, the equalizing means (302), for providing a delay in accordance with a listener echo bulk delay bl; and 6d1 b) an adaptive transversal filter unit (504),operably coupled to bulk delay line unit, whose coefficients are ak(n), where k = 0, 1, 2, ..., m-1, where m is a number of taps in the transversal filter unit, and whose output is of a form where n is a discrete time index and g() is input to the bulk delay line unit, wherein, where selected, bl is determined by a talker far echo ranging method, 6d2) further including that the second correcting means (308)of 6b comprises 6d2a-6d2e: 6d2a) received data phase correcting means (324), operably coupled to the first correcting means(304) and to a received data phase-locked loop means (330), for determining a data phase correction and utilizing that data phase correction to provide a data phase corrected communication signal; 6d2b) preliminary decision means (326), operably coupled to the received data phase correcting means (324), for providing a preliminary estimate of the communication signal transmitted by a remote modem; 6d2c) received data phase error determining means (328), operably coupled to the received data phase correcting means (324) and to one of 6d2c1-6d2c2: 6d2c1 ) in the data-receiving mode, the preliminary decision means, and 6d2c2) in the reference-directed training mode, the reference signal means, for determining a received data phase error α; 6d2d) received data phase-locked loop means (330), operably coupled to the received data phase correcting means (324) and to a received data phase correction inverse means (332), for providing the received data phase correction estimate (n); the received data phase correction inverse means (332) being operably coupled to the received data phase-locked loop means (330) and to one of 6d2d1-6d2d2: 6d2d1) the preliminary decision means (326), 6d2d2) the reference signal means (336), to provide a rotated decision signal; 6d2e) a combiner (334), operably coupled to the received data phase correction inverse means (332) and to the first correcting means (304) , for subtracting the first corrected signal from the rotated decision signal to provide an error signal ε(n), 6e) and, where selected, in addition to 6d, further including one of 6e1-6e2: 6e1 ) the following filters 6e1a-6e1b: 6e1a) a noise prediction filter (npf) (702), operably coupled between the equalizing means (302) and the first correcting means (304) to receive and filter the equalized signal, so that a noise spectrum of the equalized signal is whitened; and 6e1b) an inverse noise prediction filter (npf -1 ) (704), operably coupled between the second correcting means (308)and the equalizing means (302), for filtering the error signal from the second correcting means to provide a filtered error signal for updating equalizer coefficients, and 6e2) the phase-corrected listener echo estimate is of a form: e l (n) = p(n)e jψ(n) ,where n is a discrete time index, p(n) is the first listener echo estimate, and ψ(n) is a listener echo phase correction estimate, 6f) and, where selected, in addition to 6e, one of 6f1 and 6f2: 6f1) further including that ψ (n) is determined utilizing one of 6f1a-6f1b: 6f1a) utilizing a listener echo phase error (n) (n) ≈ eli(n)qr(n) - elr(n)qi(n) q(n) el(n) where e lr and e li are the real and imaginary parts, respectively, of e l (n), and q r and q i are the real and imaginary parts, respectively, of the equalized signal q(n); and further including that a listener echo phase-locked loop (314) of the first correcting unit (304) determines an estimate of the listener echo frequency offset component f l (n) and a phase correction estimate ψ(n) for correcting the phase of the signal p(n), wherein: f l (n+1) = f l (n) + b 1 (n), and ψ(n+1) = ψ (n) + b 2 (n) + b 3 fl(n+1). where b 1 , b 2 , and b 3 are constants that determine a phaselocked loop characteristic, and fl(n) may be initialized using a talker far echo frequency offset estimate to facilitate an initial convergence; and 6f1b) by determining, a sign of (n), denoted as s(n): s(n) = sign[e li (n)q r (n)-e lr (n)q i (n)], defining s(n)=1 for e li (n)q r (n)-e lr (n)q i (n)>th, s(n)=-1 for e li (n)q r (n)-e lr (n)q i (n)<th, and s(n) = 0 otherwise, where th is a small predetermined positive threshold value; and determining f l (n+1) = f l (n) + d 1 s(n), and ψ(n+1) = ψ (n) + d 2 s(n) + b 3 f l (n+1), where d 1 and d 2 are selected constants and f l (n), an estimate of the listener echo frequency offset component, may be initialized using a talker far echo frequency offset estimate to facilitate an initial convergence, 6f2) wherein the first corrected signal, z(n), is of a form: z(n) = q(n) - e l (n), where q(n) is the equalized signal, 6g) and, where selected, in addition to 6f2, further including that the rotated error input, p(n) is of a form: η(n)= ε (n)e jΨ(n) ,where ε (n) is the error signal from the second correcting means (308), 6h) and, where selected, in addition to 6g, further including that (n) is determined utilizing a received communication signal data phase error α where: α(n) ≈ vr(n)ui(n)-ur(n)vi(n) v(n) 2 ; which is used to estimate a frequency offset of a received communication signal f d (n) and the received data phase correction estimate (n), such that: f d (n+1) = f d (n) + c1α(n); and (n + 1) =  (n) + c2α (n) + c3f d (n+1), where u(n) is the first corrected signal further phase corrected by  (n), u r and u i are the real and imaginary parts, respectively, of u(n), vr and vj are the real and imaginary parts, respectively, of v(n), and c1, c2, and c3 are constants that determine a desired phase-locked loop characteristic for a phase-locked loop having an input α(n), 6i) and, where selected, in addition to 6h, further including that the second corrected signal, u(n), is of a form: u(n) = z(n)e j(n) ,n being the discrete time index and z(n) being the first corrected signal, 6j ) and, where selected, in addition to 6i, further including that a rotated decision signal d(n) is of a form: d(n) = v(n)e -j(n) ,n being the discrete time index, and v(n) being the reference signal r(n) for selection of a 6j ) and, where selected, in addition to 61, further including that a rotated decision signal d(n) is of a form: d(n) = v(n)e -j(n) ,n being the discrete time index, and v(n) being the reference signal r(n) for selection of a reference directed training mode and being a preliminary decision output for selection of a communication signal receiving mode.